51c嵌入式~电路~合集2

一、延长电子元器件的货架寿命

本文探讨了电子元器件的货架寿命问题，重点讨论了氧化、湿度敏感等级（MSL）与货架寿命之间的关系。文章通过具体例子说明了氧化对电子元器件可焊表面的影响，以及如何通过适当的存储条件延长货架寿命。文章还介绍了不同生产厂家对货架寿命的策略和说明，详细解释了湿度敏感等级（MSL）的概念，以及如何通过烘烤恢复“受潮”的元器件。

作为DigiKey技术支持人员，我们经常收到客户关于产品“氧化”、“焊接之后鼓包”之类的售后问题，同时我们的销售也会收到客户关于产品必须在“几年之内”的要求，这些问题都与货架寿命（Shelf Life）相关。

对于电子元器件，不同的产品，不同的生产厂家，不同的储存条件，可能会有不同的货架寿命。所以今天就给大家讲讲氧化，湿度敏感等级MSL与货架寿命之间的关系，以及列举一些生产厂家货架寿命的策略，当然这些策略解释权在生产厂家，并且随着时间的推移会有变动。请以生产厂家给出的最新的货架寿命为准。

1. 氧化与货架寿命

我们先来看一个具体的例子：

如下图，暴露在环境中使右边的两个喇叭嘴氧化变色。右边的两个喇叭嘴严重氧化，而左边的一个虽然使用过但仍保持良好状态。

图1：暴露在环境中使右边的两个喇叭嘴氧化变色

对于有暴露在空气中的金属的电子元器件，空气中的某些物质可能对金属产生了腐蚀，一直作用于我们的电子元器件上面。特别是那些将焊接到印刷电路板（PCB）上的元器件表面。电子元器件的货架寿命主要由这些可焊表面的状况决定。这与制造直接相关。虽然您的元器件在电气和机械上可能稳定数十年，但氧化表面会降低制造良率，因为旧的氧化表面不容易接受焊锡。

• 如何处理氧化问题？

大多数焊锡和焊锡膏含有一种有机助焊剂，它可以去除氧化层。这增加了焊锡的“润湿”性，使组件和PCB之间形成可靠的电气和机械连接。助焊剂的去氧化能力有限。

因此，严重氧化或变色的元器件应避免使用。这种情况在电气方面可能是完美的，但在制造方面却很麻烦。

为了避免，这些不必要的麻烦，于是就有了货架寿命（Shelf Life）的概念。未焊接的元器件在制造商推荐的货架寿命期限过后不会立即失效。您可以进行可焊性测试以验证产品是否继续可用。

• 如何延长货架寿命？

通过适当的存储可以延长元器件可焊表面的完整性。一个典型的存储规范可能如下：

1. 50至90华氏度或10至32摄氏度
2. 25%至50%的相对湿度
3. 不直接暴露在阳光或其他紫外线下
4. 不暴露在空气中的腐蚀性元素（如臭氧或硫化物）下
5. 不暴露在放射性物质中

不同电子元器件产品，用的材料不同，会影响他的货架寿命。不同的储存条件，也会影响他的货架寿命。所以，我们必须参考制造商给出的储存规范，以确定电子元器件货架寿命信息，从而保证电子元器件的可靠性。

技术小贴士：

从材料稳定性角度来看，电阻器并不简单。特别是当我们考虑高温和热循环相关的物理应力时。同时，电阻器必须在长期使用中保持其化学和电气完整性。

2. 不同厂家的货架寿命

对于电子元器件，虽然有行业标准，但是并不代表所有产品一定是符合这个行业标准。有些生产厂家会申明他们的产品符合Jedec标准 J-STD-033B，比如ADI。有的厂家会给出自己的存储条件和要求，以及相应的货架寿命。解释权在生产厂家，建议参考生产厂家的申明来确定货架寿命。

Jedec标准：

对于某些电子元器件，在处理、包装、运输和使用时，对于潮湿/焊接敏感的电子元器件，给出了相应的行业标准。

其中针对防潮袋包装，Jedec给出了货架寿命的参考标准：防潮袋包装的SMD封装在非冷凝的大气环境中（<40°C/90% RH）存储时，其计算的货架寿命应自袋子密封日期起至少为12个月。

我们再举几个其他例子，来看看一些厂家对于货架寿命的说明。

• TE

TE根据不同的产品类型给出了对应的货架寿命：

当然，要确保达到TE给出货架寿命，对于存储条件是有要求的。

TE存储条件要求：当在原始未开封包装中适当存储，避开直射阳光并在不超过23°C的正常室温下存放时，除非另有说明。短期温度和湿度的波动（不超过35°C和75%相对湿度）不会影响产品性能。根据AS23053标准，存储温度应为18 - 35°C。

• Murata

Murata针对切割过的晶圆产品（Sawn Wafers）和未切割过的晶圆产品（Unsawn Wafers）给出了货架寿命的说明

对于切割过的晶圆产品（Sawn Wafers）宽带包装，当存储在18°C to 35°C & 35%<RH<60%环境下或者干燥氮气环境下，货架寿命可以达到5年。

• 3M

3M也是根据不同的产品类型给出了对应的货架寿命

当然，要确保达到3M给出货架寿命，对于存储条件是有要求的。

3M存储寿命从产品制造时开始计算。制造日期可以在每个瓶子/袋子的侧面找到。以下图表定义了3M商业解决方案部化学产品的贮存寿命。这些寿命取决于产品的存储温度应在40°F（5°C）以上和100°F（37°C）以下，或按照包装上的说明，并且应保存在封闭容器中，如喷雾瓶或翻盖瓶。

3. 湿度敏感等级MSL与货架寿命

正如前一部分所暗示的那样，湿度推动腐蚀。然而，许多零件是吸湿性的，会很容易吸收水分。这种内部湿气可能导致破坏性的爆米花缺陷（Popcorning ），这个名字源于元器件发出的爆裂声。

这里，困在元器件内部的水分在焊接过程中迅速转化为蒸汽。结果是破坏了元器件的机械完整性，导致电气功能丧失或受损。这种损坏可能是立即的，也可能是延迟的，因为受损元器件很快遭受环境的影响，从而劣化。

电子元器件也会吸收环境中的水分，如同爆米花一样。当这些元器件通过回流焊机时就可能出现问题，因为焊接过程中产生的强热会导致被吸收的水分出现快速释放和膨胀鼓包现象。

图2：电子元器件焊接鼓包（Bulging）

• MSL（湿度敏感等级）说明

湿度敏感等级（在电子行业中简称为“MSL”）定义了对于焊接制程，一个元器件可以暴露在不高于86华氏度(30摄氏度℃)，60-85%相对湿度的环境中的最长安全时间。该范围从MSL 1开始，称为“无限制”或不受影响，而每个增量级别则表示一个持续时间阈值。

图3：源自 JEDEC J-STD-033B.1 的湿度分类表

大部分容易受湿气影响的元器件都是半导体类的，例如IC、传感器和LED。不过同时，一些意料之外的物料也会有湿度敏感特性，例如尼龙连接器。

KYOCERA AVX尼龙连接器009276002021106。如有疑问，请参阅物料参数或厂商规格书。

KYOCERA AVX尼龙连接器009276002021106

为解决此问题，电子业界推出了JEDEC标准J-STD-033B，即，制定了有关处理、包装、运输和使用具有湿度敏感性物料的标准。受MSL影响的物料需采用防潮袋包装，并附有湿度卡 和适当的MSL标签。湿度卡用于表示物料的暴露情况，可充当视觉指导。干燥剂包有助于去除密封袋中的多余水分。

干燥剂 # 1/2PLDES550 、防潮袋 # 7001020 、湿度卡 # 51015HIC125 、 MSL 标签 # 113LABEL

电子元器件应保持在保护包装中，直到准备使用时再打开。一旦拆开，应立即焊接，最好当天焊接。如果长时间未保护，湿度敏感元器件可能会变得无法焊接，甚至在一个长周末后。请根据计划安排您的生产周期。

• 通过烘烤恢复“受潮”元器件

湿度敏感元器件必须用密封的防水包装保护。如果物料吸收过多的水分并超出了其 MSL等级，需要怎样操作？

许多湿度敏感元器件可以通过烘烤过程恢复。这个过程使用热量驱除元器件中的水分。

湿度指示卡可通过明显的颜色变化（由蓝色变为粉色）来指示湿度过大情况。打开包装袋时，可借助这张卡片来检验袋内是否适度干燥。如果颜色发生变化，可能需要在焊接制程之前先行烘烤，以去除塑料封装中的任何水分。烘烤条件取决于封装厚度、MSL和烘烤温度。

图5：封装厚度、MSL和烘烤温度

电子元器件在烘箱中停留的时长取决于元器件本身的厚度、MSL和烘烤温度。将物料烘烤数天的情况也并不少见。

JEDEC J-STD-033B文件中提供了深入的烘烤指南和程序，请点击“阅读全文”查看。

• DigiKey网站上的MSL信息

在DigiKey 网站的环境与出口分类栏下可以找到MSL信息。这些信息是由我们的供应商提供给 DigiKey 的。

举例：尼龙连接器009276002021106

图6：DigiKey网上的MSL信息

我们可以在网站上看到009276002021106 的MSL等级为 3 (168小时)

技术小贴士：如果 MSL 物料的等级为 1 ，那是否意味着防水？

不。你可以借助MSL来识别元器件对实验室或仓库中的湿度的敏感度；而防水或IP级产品则适用于户外等更加暴露的环境。

烘烤过程是一种平衡行为。高温加速了腐蚀过程，如前一部分所述。这对需要长时间烘烤的大型零件尤其成问题。反复烘烤可能使元器件无法使用。

 总结 

制造是一个复杂的过程。电子元器件的货架寿命是您流程中的众多考虑因素之一。与农产品不同，电子元器件没有明确的到期日期。长寿命是一个重要的设计考虑因素。虽然生产厂家可能会规定一个具体的货架寿命，但我们可以期望该电子元器件在安装后，运行十年或更长时间。对于货架寿命问题要保持警觉，并务必参考设备数据手册。通过在受控环境中存储所有元器件来保护您的投资。避免将打开的卷轴存放在潮湿仓库的地板上。 开发板商城 天皓智联 TB上有视觉设备哦 支持AI相关~ 大模型相关也可用,还有很多嵌入式设备

二、19个常用的5V转3.3V技巧

01 使用LDO稳压器

    标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V，就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 （Low Dropout， LDO）稳压器，是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图，标注了相应的电流。

    从图中可以看出， LDO 由四个主要部分组成：

• 导通晶体管
• 带隙参考源
• 运算放大器
• 反馈电阻分压器

    在选择 LDO 时，重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数，将会得到最优的设计。

    LDO的静态电流IQ是器件空载工作时器件的接地电流 IGND。IGND 是 LDO 用来进行稳压的电流。当IOUT>>IQ 时， LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而，轻载时，必须将 IQ 计入效率计算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对于 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路和负载的突然变化有更快的响应。

02 采用齐纳二极管的低成本方案

    这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。

    可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器，如图 2-1 所示。在很多应用中，该电路可以替代 LDO 稳压器并具成本效益。但是，这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。另外，它的能效较低，因为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro MCU的电流，从而使VDD 保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时，二极管的反向电压也将发生改变，所以需要仔细考虑 R1 的值。

    R1 的选择依据是：在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时，在最小负载时——通常是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率，也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。

03 采用3个整流二极管的更低成本方案

    图 3-1 详细说明了一个采用 3 个整流二极管的更低成本稳压器方案。

    我们也可以把几个常规开关二极管串联起来，用其正向压降来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。

    所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——通常是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路，可以提高R1 的阻值，甚至也可能完全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是：在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。

04 使用开关稳压器

    如图 4-1 所示，降压开关稳压器是一种基于电感的转换器，用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制 MOSFET Q1 的导通（ON）时间来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态，要么处于高阻状态（分别为 ON 和OFF），因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。

    当 Q1 在这两种状态期间时，通过平衡电感的电压- 时间，可以建立输入和输出电压之间的关系。

    对于 MOSFET Q1，有下式：

    在选择电感的值时，使电感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值，是个很好的初始选择。

    在选择输出电容值时，好的初值是：使 LC 滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载，电压过冲能处于可接受范围之内。

    在选择二极管 D1 时，应选择额定电流足够大的元件，使之能够承受脉冲周期 （IL）放电期间的电感电流。

    在连接两个工作电压不同的器件时，必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后，可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时，请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。

05 3.3V→5V直接连接

    将 3.3V 输出连接到 5V 输入最简单的方法是直接连接，但直接连接需要满足以下 2 点要求：

• 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH
• 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL

    能够使用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。

• 3.3V LVCMOS 的 VOH （3.0V）大于5V TTL 的VIH （2.0V）
• 3.3V LVCMOS 的 VOL （0.5V）小于 5V TTL 的VIL （0.8V）

    如果这两个要求得不到满足，连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。

06 使用MOSFET转换器

    如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高，则驱动任何这样的 5V 输入就需要额外的电路。图 6-1 所示为低成本的双元件解决方案。

    在选择 R1 的阻值时，需要考虑两个参数，即：输入的开关速度和 R1 上的电流消耗。当把输入从 0切换到 1 时，需要计入因 R1 形成的 RC 时间常数而导致的输入上升时间、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算：

    由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的，提高输入开关速度的惟一途径是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间，却是以增大5V 输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常，切换到 0 要比切换到 1 的速度快得多，因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外，在选择 N 沟道 FET 时，所选 FET 的VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。

07 使用二极管补偿

    表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。

    从上表看出， 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此，即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿，留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。

    输出电压规范确定后，就已经假定：高输出驱动的是输出和地之间的负载，而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话，那么输出电压实际上要高得多，因为拉高输出的机制是负载电阻，而不是输出三极管。

    如果我们设计一个二极管补偿电路 （见图 7-1），二极管 D1 的正向电压 （典型值 0.7V）将会使输出低电压上升，在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安全地处于 5V CMOS 输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管 D2 确定。这使得输出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V，也就是 4.0 到 4.1V，很安全地在 5V CMOS 输入阈值 （3.5V）之上。

    注：为了使电路工作正常，上拉电阻必须显著小于 5V CMOS 输入的输入电阻，从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压下降。上拉电阻还必须足够大，从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范之内。

08 使用电压比较器

    比较器的基本工作如下：

• 反相 （-）输入电压大于同相 （+）输入电压时，比较器输出切换到 Vss。
• 同相 （+）输入端电压大于反相 （-）输入电压时，比较器输出为高电平。

    为了保持 3.3V 输出的极性， 3.3V 输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由 R1 和 R2 确定的参考电压处，如图 8-1 所示。

    R1 和 R2 之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V 输出，反相电压应该置于VOL 与VOH之间的中点电压。对于 LVCMOS 输出，中点电压为：

    如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下：

    若 R2 取值为 1K，则 R1 为 1.8K。

    经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器，以将 3.3V 输入信号转换为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特性，即：根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的压差幅值，比较器迫使输出为高（VDD）或低 （Vss）电平。

    注：要使运算放大器在 5V 供电下正常工作，输出必须具有轨到轨驱动能力。

09 直接连接

    通常 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏， VOL 为 0.4 伏；而通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD， VIL为 0.2 x VDD。

    当 5V 输出驱动为低时，不会有问题，因为 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当 5V 输出为高时， 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH，所以，我们可以直接把两个引脚相连，不会有冲突，前提是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。

    如果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压，则将出现问题，因为超出了输入的最大电压规范。

10 使用二极管钳位

    很多厂商都使用钳位二极管来保护器件的 I/O 引脚，防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过一个二极管压降，也不会高于 VDD 超过一个二极管压降。要使用钳位二极管来保护输入，仍然要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流应该始终比较小 （在微安数量级上）。

    如果流经钳位二极管的电流过大，就存在部件闭锁的危险。由于5V 输出的源电阻通常在 10Ω 左右，因此仍需串联一个电阻，限制流经钳位二极管的电流，如图 10-1所示。使用串联电阻的后果是降低了输入开关的速度，因为引脚 （CL）上构成了 RC 时间常数。

    如果没有钳位二极管，可以在电流中添加一个外部二极管，如图 10-2 所示。

11 5V→3.3V有源钳位

    使用二极管钳位有一个问题，即它将向 3.3V 电源注入电流。在具有高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中，这种电流注入可能会使 3.3V 电源电压超过 3.3V。

    为了避免这个问题，可以用一个三极管来替代，三极管使过量的输出驱动电流流向地，而不是 3.3V 电源。设计的电路如图 11-1 所示。

    Q1的基极-发射极结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相同。区别在于，发射极电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨，绝大部分电流都流向集电极，再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比，由晶体管的电流增益决定，通常为10-400，取决于所使用的晶体管。

12 电阻分压器

    可以使用简单的电阻分压器将 5V 器件的输出降低到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口的等效电路如图 12-1 所示。

    通常，源电阻 RS 非常小 （小于 10Ω），如果选择的 R1 远大于RS 的话，那么可以忽略 RS 对 R1 的影响。在接收端，负载电阻 RL 非常大 （大于500 kΩ），如果选择的R2远小于RL的话，那么可以忽略 RL 对 R2 的影响。

    在功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小，串联电阻 R1 和 R2 应尽可能大。但是，负载电容 （由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输入电容 CL 合成）可能会对输入信号的上升和下降时间产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大，上升和下降时间可能会过长而无法接受。

    如果忽略 RS 和 RL 的影响，则确定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 给出。

    公式 12-2 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析，使用戴维宁等效计算来确定外加电压 VA 和串联电阻R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短路电流。根据公式 12-2 所施加的限制，对于图 12-1 所示电路，确定的戴维宁等效电阻 R 应为 0.66*R1，戴维宁等效电压 VA 应为0.66*VS。

    例如，假设有下列条件存在：

• 杂散电容 = 30 pF
• 负载电容 = 5 pF
• 从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs
• 外加源电压 Vs = 5V

    确定最大电阻的计算如公式 12-3 所示。

13 电平转换器

    尽管电平转换可以分立地进行，但通常使用集成解决方案较受欢迎。电平转换器的使用范围比较广泛：有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速度，供用户选择最佳的解决方案。

    器件之间的板级通讯 （例如， MCU 至外设）通过 SPI 或 I2C™ 来进行，这是最常见的。对于SPI，使用单向电平转换器比较合适；对于 I2C，就需要使用双向解决方案。下面的图 13-1 显示了这两种解决方案。

    3.3V 至 5V 接口的最后一项挑战是如何转换模拟信号，使之跨越电源障碍。低电平信号可能不需要外部电路，但在 3.3V 与 5V 之间传送信号的系统则会受到电源变化的影响。例如，在 3.3V 系统中，ADC转换1V峰值的模拟信号，其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高，这是因为在 3.3V ADC 中，ADC 量程中更多的部分用于转换。但另一方面，3.3V 系统中相对较高的信号幅值，与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。

    因此，为了补偿上述差异，可能需要某种接口电路。本节将讨论接口电路，以帮助缓和信号在不同电源之间转换的问题。

14 模拟增益模块

    从 3.3V 电源连接至 5V 时，需要提升模拟电压。33 kΩ 和 17kΩ 电阻设定了运放的增益，从而在两端均使用满量程。11 kΩ 电阻限制了流回 3.3V 电路的电流。

15 模拟补偿模块

    该模块用于补偿 3.3V 转换到 5V 的模拟电压。下面是将 3.3V 电源供电的模拟电压转换为由 5V电源供电。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电阻以及+5V 电源，等效于串联了 25 kΩ 电阻的 0.85V 电压源。

    这个等效的 25 kΩ 电阻、三个 25 kΩ 电阻以及运放构成了增益为 1 V/V 的差动放大器。0.85V等效电压源将出现在输入端的任何信号向上平移相同的幅度；以 3.3V/2 = 1.65V 为中心的信号将同时以 5.0V/2 = 2.50V 为中心。左上方的电阻限制了来自 5V 电路的电流。

16 有源模拟衰减器

    此技巧使用运算放大器衰减从 5V 至 3.3V 系统的信号幅值。关于运放的文章，移步此处:看懂运算放大器原理。

    要将 5V 模拟信号转换为 3.3V 模拟信号，最简单的方法是使用 R1:R2 比值为 1.7:3.3 的电阻分压器。

    然而，这种方法存在一些问题：

• 1）衰减器可能会接至容性负载，构成不期望得到的低通滤波器。
• 2）衰减器电路可能需要从高阻抗源驱动低阻抗负载。

    无论是哪种情形，都需要运算放大器用以缓冲信号。所需的运放电路是单位增益跟随器 （见图 16-1）。

    电路输出电压与加在输入的电压相同。

    为了把 5V 信号转换为较低的 3V 信号，我们只要加上电阻衰减器即可。

    如果电阻分压器位于单位增益跟随器之前，那么将为 3.3V 电路提供最低的阻抗。此外，运放可以从3.3V 供电，这将节省一些功耗。如果选择的 X 非常大的话， 5V 侧的功耗可以最大限度地减小。

    如果衰减器位于单位增益跟随器之后，那么对 5V源而言就有最高的阻抗。运放必须从 5V 供电，3V 侧的阻抗将取决于 R1||R2 的值。

17 模拟限幅器

    在将 5V 信号传送给 3.3V 系统时，有时可以将衰减用作增益。如果期望的信号小于 5V，那么把信号直接送入 3.3V ADC 将产生较大的转换值。当信号接近 5V 时就会出现危险。所以，需要控制电压越限的方法，同时不影响正常范围中的电压。

    这里将讨论三种实现方法：

• 使用二极管，钳位过电压至 3.3V 供电系统。
• 使用齐纳二极管，把电压钳位至任何期望的电压限。
• 使用带二极管的运算放大器，进行精确钳位。

    进行过电压钳位的最简单的方法，与将 5V 数字信号连接至 3.3V 数字信号的简单方法完全相同。使用电阻和二极管，使过量电流流入 3.3V 电源。选用的电阻值必须能够保护二极管和 3.3V 电源，同时还不会对模拟性能造成负面影响。如果 3.3V 电源的阻抗太低，那么这种类型的钳位可能致使3.3V 电源电压上升。即使 3.3V 电源有很好的低阻抗，当二极管导通时，以及在频率足够高的情况下，当二极管没有导通时 （由于有跨越二极管的寄生电容），此类钳位都将使输入信号向 3.3V 电源施加噪声。

    为了防止输入信号对电源造成影响，或者为了使输入应对较大的瞬态电流时更为从容，对前述方法稍加变化，改用齐纳二极管。齐纳二极管的速度通常要比第一个电路中所使用的快速信号二极管慢。不过，齐纳钳位一般来说更为结实，钳位时不依赖于电源的特性参数。钳位的大小取决于流经二极管的电流。这由 R1 的值决定。如果 VIN 源的输出阻抗足够大的话，也可不需要 R1。

    如果需要不依赖于电源的更为精确的过电压钳位，可以使用运放来得到精密二极管。电路如图 17-3所示。运放补偿了二极管的正向压降，使得电压正好被钳位在运放的同相输入端电源电压上。如果运放是轨到轨的话，可以用 3.3V 供电。

    由于钳位是通过运放来进行的，不会影响到电源。

    运放不能改善低电压电路中出现的阻抗，阻抗仍为R1 加上源电路阻抗。

18 驱动双极型晶体管

    在驱动双极型晶体管时，基极 “驱动”电流和正向电流增益 （Β/hFE）将决定晶体管将吸纳多少电流。如果晶体管被单片机 I/O 端口驱动，使用端口电压和端口电流上限 （典型值 20 mA）来计算基极驱动电流。如果使用的是 3.3V 技术，应改用阻值较小的基极电流限流电阻，以确保有足够的基极驱动电流使晶体管饱和。

    RBASE的值取决于单片机电源电压。公式18-1 说明了如何计算 RBASE。

    如果将双极型晶体管用作开关，开启或关闭由单片机 I/O 端口引脚控制的负载，应使用最小的 hFE规范和裕度，以确保器件完全饱和。

▶ 3V 技术示例：

▶ 5V技术示例：

    对于这两个示例，提高基极电流留出裕度是不错的做法。将 1mA 的基极电流驱动至 2 mA 能确保饱和，但代价是提高了输入功耗。

19 驱动N沟道MOSFET晶体管

    在选择与 3.3V 单片机配合使用的外部 N 沟道MOSFET 时，一定要小心。MOSFET 栅极阈值电压表明了器件完全饱和的能力。

    对于 3.3V 应用，所选 MOSFET 的额定导通电阻应针对 3V 或更小的栅极驱动电压。例如，对于具有 3.3V 驱动的100 mA负载，额定漏极电流为250 μA的FET在栅极 - 源极施加 1V 电压时，不一定能提供满意的结果。在从 5V 转换到 3V 技术时，应仔细检查栅极- 源极阈值和导通电阻特性参数，如图 19-1所示。稍微减少栅极驱动电压，可以显著减小漏电流。

    对于 MOSFET，低阈值器件较为常见，其漏－源电压额定值低于 30V。漏－源额定电压大于 30V的 MOSFET，通常具有更高的阈值电压 （VT）。

    如表 19-1 所示，此 30V N 沟道 MOSFET 开关的阈值电压是 0.6V。栅极施加 2.8V 的电压时，此MOSFET 的额定电阻是 35 mΩ，因此，它非常适用于 3.3V 应用。

    对于 IRF7201 数据手册中的规范，栅极阈值电压最小值规定为 1.0V。这并不意味着器件可以用来在1.0V 栅 - 源电压时开关电流，因为对于低于 4.5V 的VGS （th），没有说明规范。对于需要低开关电阻的 3.3V 驱动的应用，不建议使用 IRF7201，但它可以用于 5V 驱动应用。

三、0Ω电阻可以过多大电流

0Ω电阻到底能过多大电流？这个问题想必每位硬件工程师都查过。而与之相关的还有一个问题，那就是0Ω电阻的阻值到底有多大？

    这两个问题本来是很简单的，答案应该也是很明确的，但网上网友却给出了不尽相同的答案。有的人说0Ω电阻是50mΩ，还有的人说其实只有20mΩ；有的人说只能过1A电流，还有的人说可以过1.5A……

    那么，到底是多大呢？下面，我们一步一步来看。

0Ω电阻阻值大小

    针对这两个问题，我专门查了一下电阻的标准。根据EN60115-2电阻标准文件记载，0Ω电阻的阻值是0Ω，但也会有偏差。0Ω最大电阻偏差有三种可以选择，分别为10mΩ、20mΩ和50mΩ。

    也就是说，0Ω电阻偏差可以允许有多种偏差，这主要看电阻厂商做的是哪种了。

    我下载了几大品牌的，比如罗姆、国巨、光颉的普通0Ω电阻规格书查看了一下，发现它们标注的0Ω电阻，最大阻值都是50mΩ。

    由此可以得出结论：常用的普通0Ω电阻的阻值最大不超过50mΩ。

0Ω电阻的过流能力

    网上还有一种观点，认为0Ω电阻的电流是根据功率算出来的，电阻按照50mΩ来算。这样的话，0805的电阻功率一般为1/8W，算出额定电流应该是1.58A。但是，我查看规格书发现，罗姆、国巨、光颉这几大品牌的都是2A，与计算出来的有些出入。

    罗姆、国巨、光颉三大厂家的普通0Ω电阻额定电流如下：

    从上图可以看出，三大厂家的0Ω电阻的额定电流还是略有差别的。我建议综合各家的、按照最小值来选，这样就不论什么品牌，都不会超出规格设计了。

    额定电流综合之后的表格如下：

    我们看到，常规的电阻的电流都不大，按照综合后的最小值来选的话，最大的也就2A。如果设计电路时发现，我要用3A或4A的0Ω电阻，那该怎么办呢？其实很简单，可以用2个0Ω电阻并联起来就行了。

    说到这里，可能大家会觉得奇怪，怎么有的封装变大了，但过流并没有增加呢？例如，0805和1206都是2A，在这里应该是额定电流虽然没有增加，但瞬间电流应该是能过更大了。如果你打开国巨的电阻规格书，就会发现它写了两个参数，一个是额定电流，另一个是最大电流。额定电流都是2A，但最大电流0805是5A，1206是10A。

    注：Jumper就是0Ω电阻（标准文件就是这么写的，如下图所示）。

特殊大额定电流的0Ω电阻

    如果是更大的电流，也是电阻可选的。不过，这些电阻就不常规了，比如这个罗姆的超低阻值电阻，最大阻值0.5mΩ，小了100倍，额定电流更是达到了20A+，但是价格比较贵，要好几毛钱，而普通电阻一分钱能买好几个。

巧用0Ω电阻设计PCB板

    许多硬件初学者看到PCB板上用到0Ω电阻时，往往就会一脸懵圈，他们经常会问：既然这玩意儿里面啥也没有，干嘛还要用它？

    其实，0Ω电阻的用处可大了，如果用好它，可以极大地方便PCB板的设计和调试。下面，我们就来简单说说0Ω电阻的作用。

    例如，老板出于成本的考虑，让你设计一个单面板，也就是说，元器件的安装及走线都只能在一面，你最头疼的是有些线实在走不过去，必须跨线连接，打俩孔用跳线？如果在研发的时候，这种方法还是可以的，但有一天你的设计变成了产品，需要大批量生产，机器折腾起跳线来要比放置一个电阻麻烦的多，这时候0Ω电阻就能帮你大忙了！根据你的空间，可以选用0805、0603或0402的电阻。

调试时的前后级隔离

    如果你的设计是新的，对PCB板上很多部分的功能以及能够实现的性能还不确定，拿回板子来将会面临一场惊心动魄的调试，debug的一个重要原则就是把问题限定在最小的范围内，因此多块电路之间的隔离就非常重要。

    在调试A电路时，你不希望B电路的工作影响到你的调试，那么最好的方式就是断掉它们之间的连接，而0Ω电阻就是一个最好的隔离方式！

    调试的时候不焊接，等调试完成确认这部分电路没问题了，就可以将0Ω电阻安装上。当然，在最终的产品中可以彻底去掉。

测试电流用

    如果你想测试某一路的电流大小，一种方式是通过电压表测量该通路上某电阻两端的电压（确保电压表的内阻不要影响到测量的精度），通过欧姆定律就可以计算出该路的电流。

    另一种方式就是直接将电流表串在该回路上，因此在该电路上可以放置一个0Ω电阻，测量电流的时候用电流表两端代替该电阻，等测量完毕就能将该电阻安装上了。

给自己调试带来灵活性

    可以预留各种可能性，根据实际的需要进行选装不同的电阻，它可以替代掉跳线，避免了跳线的钻孔、安装占用比较大的空间，而且跳线也会引起高频干扰。

    比如，PCB板上设计有低通滤波器，如果发现最终不需要或者一开始调试的时候没时间调试低通滤波器，但又必须让信号流通过去，可以用0Ω电阻来代替原来设计中的电阻/电感，而不安装电容。在匹配电路参数不确定时，以0Ω电阻代替，实际调试的时候确定参数再以具体的数值的元器件来代替。

用于信号完整性的模拟地和数字地的单点连接

    有人说0Ω电阻跟没有一样，干嘛不直接连接上？想象一下，如果你在电路原理图里没有这个0Ω电阻，做PCB Layout的时候就可能忽略这个单点连接的原则，CAD软件也会乱连在一起，达不到你单点连接的初衷。

    当然，单点连接的时候也可以用磁珠，但我个人的观点是连接点的位置选择好的话，磁珠除了比电阻贵之外，没有什么好处。在实际的操作中，你可以用比较小的封装的0Ω电阻，比如0402和0201，焊接的时候直接用烙铁将两端搭接在一起就可以，这样连电阻也省了。

增加被逆向工程的难度

    如果你在电路上放置多个不同颜色、不同封装、没有阻值标记的0Ω电阻，不影响电路的工作性能，但却可以让抄你板子的人瞬间抓狂。

    PCB板上支持不同的配置，有的版本可能有部分电路不安装，可以用它来隔离不安装的电路部分，比如iPhone中有WiFi版本和WiFi+3G版本的，用的实际上是一个设计。

     怎么样？这个0Ω电阻的作用很大吧！在以后的项目中大家慢慢体会吧，很多时候灵活应用它，会让你很多头疼的问题都能迎刃而解。

四、接地电阻为什么一般不大于4Ω？

接地电阻就是电流由接地装置流入大地再经大地流向另一接地体或向远处扩散所遇到的电阻，它包括接地线和接地体本身的电阻、接地体与大地的电阻之间的接触电阻以及两接地体之间大地的电阻或接地体到无限远处的大地电阻。

接地电阻大小直接体现了电气装置与“地”接触的良好程度，也反映了接地网的规模。在单点接地系统、干扰性强等条件下，可以采用辅助地极的测量方式进行测量。

 接地主要分以下四种 

1、保护接地：电气设备的金属外壳，混凝土、电杆等，由于绝缘损坏有可能带电，为了防止这种情况危及人身安全而设的接地。

2、防静电接地：防止静电危险影响而将易燃油、天然气贮藏罐和管道、电子设备等的接地。

3、防雷接地：为了将雷电引入地下，将防雷设备（避雷针等）的接地端与大地相连，以消除雷电过电压对电气设备、人身财产的危害的接地，也称过电压保护接地。

4、工作接地：是指将电力系统的某点（如中性点）直接接大地，或经消弧线圈、电阻等与大地金属连接，如变压器、互感器中性点接地等。

 接地电阻规范要求 

1、独立的防雷保护接地电阻应小于等于10欧；

2、独立的安全保护接地电阻应小于等于4欧；

3、独立的交流工作接地电阻应小于等于4欧；

4、独立的直流工作接地电阻应小于等于4欧；

5、防静电接地电阻一般要求小于等于100欧。

6、共用接地体（联合接地）应不大于接地电阻1欧；

7、仪表携带、使用时须小心轻放，避免剧烈震动。

注：避雷针的地线属于防雷保护接地，如果避雷针接地电阻和防静电接地电阻都是按要求设置的，那么就可以将防静电设备的地线与避雷针地线接在一起，因为避雷针的接地电阻比静电接地电阻小10倍，因此发生雷电事故时大部分雷电将从避雷针地泄放，经过防静电地的电流则可以忽略不计。

 接地电阻为什么一般不大于4Ω？ 

接地电阻是电流由接地装置流入大地再经大地流向另一接地体或向远处扩散所遇到的电阻，作用是向大地放电，以保证安全。

很多家用电器，我们在使用过程中，往往会接触到电器的壳体，比如冰箱开关门、洗衣机开关门等。但一旦电器发生故障，壳体会带上一定的电压，当人接触壳体时会发生电击，十分危险，因此通过接地电阻把电引向大地是非常有必要的。

对于接地电阻，我们希望越小越好。根据欧姆定律，电压一定时，电阻与电流成反比；因此，工作电压确定的情况下，接地电阻越小，能通过的电流就越大，电流泄放效果越好。如果漏电的话，电就全部从接地的地线上传到地下了。

 接地电阻的最高限值为什么是4Ω 

正常情况下，当电气系统设备假若发生故障时，故障电流正常不会大于10A，所以当接地电阻为4Ω时，流过接地电阻时产生的故障电压可由欧姆定律计算：4x10=40V。而经实验形成的标准规定，在正常和故障情况下，任何两导体间或任一导体与大地之间的电压均不得超过交流(50～500Hz)有效值50V。

这样小于50V的故障电压是较为安全的，几乎不可能引起人体电击事故，因此接地电阻的最高限值就规定在了4Ω。

 重要原因 

符合法律法规和行业标准是保持接地电阻相应阻值的重要原因。电力系统建设、运行和管理必须遵守一系列法律法规和行业标准，在电力行业这些规范规定，都是经过无数次的实践检验得来的经验教训，尤其是涉及安全的条款，无一不是电力先行者们经过血的教训而得来的实践经验和数据，其中就包括接地电阻的规定。

例如《电气安全规范》，规定了不同类型的电气设备对于接地电阻的要求。若接地电阻大于规定值，则会导致设备存在安全隐患，就违反相关标准和法规，更重要的是影响周边人员生命安全。

 合适的接地方式 

选用合适的接地方式也能保证接地电阻不大于4Ω。在不同的用电场所，需要选择适当的接地方式。例如，对于干式变压器，使用母线法接地，可以减小母线电感，提高设备的抗干扰能力，进而保持接地电阻不大于4Ω。

地面环境和接地材料的影响

通常，地面的土壤电阻率、潮湿程度、温度等因素会影响接地电阻。选择合适的接地材料和合理的接地方式，可以调整接地电阻的大小，保证接地电阻不大于4Ω。

具体应用来看，接地分好多种场景，常见的接地包括：防雷接地（也就是常见的避雷针）：接地电阻越小，一旦遭受雷击时雷电通过接地线向大地放电就越快，也就是越安全。

电器设备安全地（如洗衣机机壳接地）：

很多家用电器尤其是大电器像冰箱、洗衣机、空调等，都需要接地使用（机壳接地）。当机壳漏电时，接地电阻越小，漏电就会越多通过接地线传入大地。但如果接地电阻太大（假如大过人体电阻），当人触摸机壳时，人体就成了接地线，电流就从人体流入大地，导致人体触电，相当危险。

还有电子设备内部的工作接地等等，都是接地电阻越小越好。有一些电子设备会产生静电，如果接入了接地电阻，能够防止因为静电而产生的危险。

五、蜂鸣器驱动电路

 蜂鸣器是电路设计中常用的器件，广泛用于工业控制报警、机房监控、门禁控制、计算机 等电子产品作预警发声器件，驱动电路也非常简单，然而很多人在设计时往往随意设计，导 致实际电路中蜂鸣器不发声、轻微发声和乱发声的情况发生。

    下面就 3.3V NPN 三极管驱动有源蜂鸣器设计，从实际产品中分析电路设计存在的问题，提出电路的改进方案，使读者能从小小的蜂鸣器电路中学会分析和改进电路的方法，从而设计出更优秀的产品，达到抛砖引玉的效果。

常见错误接法

    上图为典型的错误接法，当 BUZZER 端输入高电平时蜂鸣器不响或响声太小。当 I/O 口为高电平时，基极电压为 3.3/4.7*3.3V≈2.3V，由于三极管的压降 0.6~0.7V，则三极管射 极电压为 2.3-0.7=1.6V，驱动电压太低导致蜂鸣器无法驱动或者响声很小。

    上图为第二种典型的错误接法，由于上拉电阻R2，BUZZER 端在输出低电平时，由于 电阻R1和R2的分压作用，三极管不能可靠关断。

    上图为第三种错误接法，三极管的高电平门槛电压就只有 0.7V，即在 BUZZER 端输入 压只要超过0.7V就有可能使三极管导通，显然0.7V的门槛电压对于数字电路来说太低了， 电磁干扰的环境下，很容易造成蜂鸣器鸣叫。

    上图为第四种错误接法，当CPU的GPIO管脚存在内部下拉时，由于 I/O 口存在输入阻抗，也可能导致三极管不能可靠关断，而且和图3一样BUZZER端输入电压只要超过0.7V就有可能使三极管导通。

    以上几种用法我觉得也不能说是完全不行，对于器件的各种参数要求会比较局限，不利于器件选型，抗干扰性能也比较差。

NPN三极管控制有源蜂鸣器常规设计

    上图为通用有源蜂鸣器的驱动电路。电阻R1为限流电阻，防止流过基极电流过大损坏三极管。关于三极管基础，请移步此文:PNP与NPN两种三极管使用方法。

    电阻R2有着重要的作用。

    第一个作用：R2 相当于基极的下拉电阻。如果A端被悬空则由于R2的存在能够使三极管保持在可靠的关断状态，如果删除R2则当BUZZER输入端悬空时则易受到干扰而可能导致三极管状态发生意外翻转或进入不期望的放大状态，造成蜂鸣器意外发声。

    第二个作用：R2可提升高电平的门槛电压。如果删除R2，则三极管的高电平门槛电压就只有0.7V，即A端输入电压只要超过0.7V 就有可能导通，添加R2的情况就不同了，当从A端输入电压达到约2.2V 时三极管才会饱和导通，具体计算过程如下：

    假定β =120为晶体管参数的最小值，蜂鸣器导通电流是15mA。那么集电极电流IC=15mA。则三极管刚刚达到饱和导通时的基极电流是 IB=15mA/120=0.125mA。流经R2的电流是0.7V/3.3kΩ=0.212mA，流经R1的电流 IR1=0.212mA +0.125mA=0.337 mA。最后算出BUZZER端的门槛电压是0.7V+0.337mA× 4.7kΩ=2.2839V≈2.3V。

    图中的C2为电源滤波电容，滤除电源高频杂波。C1可以在有强干扰环境下，有效的滤除干扰信号，避免蜂鸣器变音和意外发声，在 RFID射频通讯、Mifare卡的应用时，这里初步选用0.1uF 的电容，具体可以根据实际情况选择。

改进方案

    蜂鸣器竟然有EMI 辐射？！在 NPN 3.3V 控制有源蜂鸣器时，在电路的 BUZZER 输入 高电平，让蜂鸣器鸣叫，检测蜂鸣器输入管脚（NPN 三极管的C极处信号，发现蜂鸣器在发声时，向外发生1.87KHz，-2.91V 的脉冲信号，蜂鸣器自身发放脉冲如下图所示。

    在电路的BUZZER 输入20Hz的脉冲信号，让蜂鸣器鸣叫，检测蜂鸣器输入管脚处信号，发现蜂鸣器在发声时，在控制电平上叠加了1.87KHz，-2.92V 的脉冲信号，并且在蜂鸣器关断时出现正向尖峰脉冲（≥10V），如下图所示。

    上图中1.87KHz，-2.92V 的脉冲信号应该是有源蜂鸣器内部震荡源释放出来的信号。常用有源蜂鸣器主要分为压电式、 电磁震荡式两种， iMX283 开发板上用的是压电式蜂鸣器，压电式蜂鸣器主要由多谐振荡器、压电蜂鸣片、阻抗匹配器及共鸣箱、外壳等组成，而多谐震荡器由晶体管或集成电路构成，我们所用的蜂鸣器内部含有晶体管震荡电路（有兴趣的朋友可以自己拆开看看）。

    有源蜂鸣器产生脉冲信号能量不是很强，可以考虑增加滤波电容将脉冲信号滤除。在有源蜂鸣器的两端添加一个104的滤波电容，脉冲信号削减到-110mV，减少蜂鸣器自身发放脉冲如下图所示，但顶部信号由于电容充电过慢，有点延时。

    消除蜂鸣器EMI辐射，NPN 有源蜂鸣器控制电路改善后电路图如下所示。

兼容性设计

    作为标准电路，需要考虑电路的兼容性问题，比如同样耐压不同功率的有源蜂鸣器，有 源蜂鸣器和无源蜂鸣器的兼容性问题。

兼容同样耐压不同功率的有源蜂鸣器电路设计

    为了电路的兼容性和可扩展性，电路需要考虑兼容不同厂家和不同功率的蜂鸣器。同一 个耐压的蜂鸣器主要是蜂鸣器的内阻和工作电流不一样，一般 3V~5V 耐压的蜂鸣器，不同功率的蜂鸣器导通电流是 10mA~80mA。我们按照最大功率的蜂鸣器去设计电路即可，即三极管的推动电流按照 80 mA 设计。

    假定：β＝120 为晶体管参数的最小值，蜂鸣器导通电流是 80 mA。那么集电极电流 IC ＝80 mA。则三极管刚刚达到饱和导通时的基极电流 IB＝80mA／ 120＝0.667mA。流经 R2的电流是 0.7V／ 3.3kΩ＝ 0.212mA，所以流经 R1 的电流应该是 IR1=0.667mA +0.125mA=0.792mA。BUZZER 端的门槛电压是设定在 2.2V，那么 R1=(2.2V-0.7V)/ 0.792mA=1.89K。电阻取常规 2K 即可。

    如果电路更换功率稍大一点的有源蜂鸣器，可以按照上面的计算方法计算 R1 的大小。

兼容有源蜂鸣器和无源蜂鸣器电路设计

    在电路的设计过程中，往往会碰到需求变更，比如项目前期，对蜂鸣器的发声频率没有 要求，但后期有要求，需要更换为无源蜂鸣器，这时就需要修改电路图，甚至修改 PCB， 这样就增加了改动成本、周期和风险。

    有源蜂鸣器和无源蜂鸣器的驱动电路区别主要在于无源蜂鸣器本质上是一个感性元件， 其电流不能瞬变，因此必须有一个续流二极管提供续流。否则，在蜂鸣器两端会有反向感应 电动势，产生几十伏的尖峰电压，可能损坏驱动三极管，并干扰整个电路系统的其它部分。而如果电路中工作电压较大，要使用耐压值较大的二极管，而如果电路工作频率高，则要选 用高速的二极管。这里选择的是 IN4148 的开关二极管。NPN 无源蜂鸣器控制电路图如下所示。

六、三极管滤波

❤如图1是无刷电机霍尔信号的滤波电路，为了保证波形质量，简单的阻容滤波并不能完全解决实际复杂的工作环境所带来的波形异常，量产的无刷驱动模块也有该电路。

❤为了保证滤波质量，在RC滤波后面加一个NPN三极管，利用三极管自身的响应速度达到高质量滤波目的。

❤三极管响应速度有个最小宽度要求，通常是几十个纳秒到几百纳秒，信号大于最小脉宽要求才能保证正常输出而不失真。

图1：无刷电机霍尔信号滤波

❤通常在做驱动的时候，会遇到霍尔信号或编码器信号的处理，该信号是脉冲（方波）信号，在滤波之前的波形如图1左边所示，实际上毛刺会更多更杂。

❤毛刺宽度一般只有几十个纳秒，在RC滤波后面加上一个三极管后可根本滤除毛刺，让输出更干净，质量更高，如图1右边所示。

❤图2、图3、图4是实测无刷电机霍尔信号滤波前后的波形对比，红色波形代表霍尔信号滤波前的；蓝色波形代表霍尔信号滤波后的。滤波前的毛刺异常恐怖。

图2：滤波前后对比

图3：滤波前后对比（放大）

图4：滤波前后对比（再放大）

❤图5是实测无刷电机霍尔信号经过RC滤波后和三级管后滤波的波形对比，红色波形代表霍尔信号经过RC滤波后的，蓝色波形代表霍尔信号经过RC滤波再经过三极管滤波后的；

注：两个波形没有反相，是因为上面那个红色波形一直在左右晃动，随机抓取的。

图5：RC滤波和三级管滤波对比

❤要点：

①该类信号属于OC输出，所以需要加上拉电阻（R4）；

②阻容滤波（R2、C1）是低通滤波，信号频率应低于fc=1/2πRC；

③三极管导通时必须工作在饱和状态，通常基极电流Ib＞1mA能保证三极管工作在饱和状态；

④三极管输出波形与输入波形反相，这点在程序里可以做取反处理。

七、不同的电平信号的MCU怎么通信？

下面这个“电平转换”电路，理解后令人心情愉快。电路设计其实也可以很有趣。

    先说一说这个电路的用途：当两个MCU在不同的工作电压下工作（如MCU1 工作电压5V；MCU2 工作电压3.3V），那么MCU1 与MCU2之间怎样进行串口通信呢？很明显是不能将对应的TX、RX引脚直接相连的，否测可能造成较低工作电压的MCU烧毁！

    下面的“电平双向转换电路”就可以实现不同VDD（芯片工作电压）的MCU之间进行串口通信。

    该电路的核心在于电路中的MOS场效应管（2N7002）。他和三极管的功能很相似，可做开关使用，即可控制电路的通和断。不过比起三极管，MOS管有挺多优势，后面将会详细讲起。下图是MOS管实物3D图和电路图。简单的讲，要让他当做开关，只要让Vgs（导通电压）达到一定值，引脚D、S就会导通，Vgs没有达到这个值就截止。

    那么如何将2N7002应用到上面电路中呢，又起着什么作用呢？下面我们来分析一下。

    如果沿着a、b两条线，将电路切断。那么MCU1的TX引脚被上拉为5V，MCU2的RX引脚也被上拉为3.3V。2N7002的S、D引脚（对应图中的2、3引脚）截止就相当于a、b两条线，将电路切断。也就是说，此电路在2N7002截止的时候是可以做到，给两个MCU引脚输送对应的工作电压。 

    下面进一步分析：

    数据传输方向MCU1-->MCU2。

1. MCU1 TX发送高电平（5V），MCU2 RX配置为串口接收引脚，此时2N7002的S、D引脚（对应图中的2、3引脚）截止，2N7002里面的二极管3-->2方向不通。那么MCU2 RX被VCC2上拉为3.3V。

2. MCU1 TX发送低电平（0V），此时2N7002的S、D引脚依然截止，但是2N7002里面的二极管2-->3方向通，即VCC2、R2、2N7002里的二极管、MCU1 TX组成一个回路。2N7002的2引脚被拉低，此时MCU2 RX为0V。该电路从MCU1到MCU2方向，数据传输，达到了电平转换的效果。

接下来分析

数据传输方向MCU2-->MCU1

1. MCU2 TX发送高电平（3.3V），此时Vgs（图中1、2引脚电压差）电压差约等于0，2N7002截止，2N7002里面的二极管3-->2方向不通，此时MCU1 RX引脚被VCC1上拉为5V。

2. MCU2 TX发送低电平（0V），此时Vgs（图中1、2引脚电压差）电压差约等于3.3V，2N7002导通，2N7002里面的二极管3-->2方向不通，VCC1、R1、2N7002里的二极管、MCU2 TX组成一个回路。2N7002的3引脚被拉低，此时MCU1 RX为0V。

    该电路从MCU2到MCU1方向，数据传输，达到了电平转换的效果。

    到此，该电路就分析完了，这是一个双向的串口电平转换电路。

MOS的优势：

1、场效应管的源极S、栅极G、漏极D分别对应于三极管的发射极e、基极b、集电极c，它们的作用相似，图一所示是N沟道MOS管和NPN型晶体三极管引脚，图二所示是P沟道MOS管和PNP型晶体三极管引脚对应图。

2、场效应管是电压控制电流器件，由VGS控制ID，普通的晶体三极管是电流控制电流器件，由IB控制IC。MOS管道放大系数是（跨导gm）当栅极电压改变一伏时能引起漏极电流变化多少安培。晶体三极管是电流放大系数（贝塔β）当基极电流改变一毫安时能引起集电极电流变化多少。

3、场效应管栅极和其它电极是绝缘的，不产生电流；而三极管工作时基极电流IB决定集电极电流IC。因此场效应管的输入电阻比三极管的输入电阻高的多。

4、场效应管只有多数载流子参与导电；三极管有多数载流子和少数载流子两种载流子参与导电，因少数载流子浓度受温度、辐射等因素影响较大，所以场效应管比三极管的温度稳定性好。

5、场效应管在源极未与衬底连在一起时，源极和漏极可以互换使用，且特性变化不大，而三极管的集电极与发射极互换使用时，其特性差异很大，b 值将减小很多。

6、场效应管的噪声系数很小，在低噪声放大电路的输入级及要求信噪比较高的电路中要选用场效应管。

7、场效应管和普通晶体三极管均可组成各种放大电路和开关电路，但是场效应管制造工艺简单，并且又具有普通晶体三极管不能比拟的优秀特性，在各种电路及应用中正逐步的取代普通晶体三极管，目前的大规模和超大规模集成电路中，已经广泛的采用场效应管。

8、输入阻抗高，驱动功率小：由于栅源之间是二氧化硅（SiO2）绝缘层，栅源之间的直流电阻基本上就是SiO2绝缘电阻，一般达100MΩ左右，交流输入阻抗基本上就是输入电容的容抗。由于输入阻抗高，对激励信号不会产生压降，有电压就可以驱动，所以驱动功率极小（灵敏度高）。一般的晶体三极管必需有基极电压Vb，再产生基极电流Ib，才能驱动集电极电流的产生。晶体三极管的驱动是需要功率的（Vb×Ib）。

9、开关速度快:MOSFET的开关速度和输入的容性特性的有很大关系，由于输入容性特性的存在，使开关的速度变慢，但是在作为开关运用时，可降低驱动电路内阻，加快开关速度（输入采用了后述的“灌流电路”驱动，加快了容性的充放电的时间）。MOSFET只靠多子导电，不存在少子储存效应，因而关断过程非常迅速，开关时间在10—100ns之间，工作频率可达100kHz以上，普通的晶体三极管由于少数载流子的存储效应，使开关总有滞后现象，影响开关速度的提高（目前采用MOS管的开关电源其工作频率可以轻易的做到100K/S～150K/S,这对于普通的大功率晶体三极管来说是难以想象的）。

10、无二次击穿：由于普通的功率晶体三极管具有当温度上升就会导致集电极电流上升（正的温度～电流特性）的现象，而集电极电流的上升又会导致温度进一步的上升，温度进一步的上升，更进一步的导致集电极电流的上升这一恶性循环。而晶体三极管的耐压VCEO随管温度升高是逐步下降，这就形成了管温继续上升、耐压继续下降最终导致晶体三极管的击穿，这是一种导致电视机开关电源管和行输出管损坏率占95%的破环性的热电击穿现象，也称为二次击穿现象。MOS管具有和普通晶体三极管相反的温度～电流特性，即当管温度（或环境温度）上升时，沟道电流IDS反而下降。例如；一只IDS=10A的MOS FET开关管，当VGS控制电压不变时，在250C温度下IDS=3A，当芯片温度升高为1000C时，IDS降低到2A，这种因温度上升而导致沟道电流IDS下降的负温度电流特性，使之不会产生恶性循环而热击穿。也就是MOS管没有二次击穿现象，可见采用MOS管作为开关管，其开关管的损坏率大幅度的降低，近两年电视机开关电源采用MOS管代替过去的普通晶体三极管后，开关管损坏率大大降低也是一个极好的证明。

11、MOS管导通后其导通特性呈纯阻性：普通晶体三极管在饱和导通是，几乎是直通，有一个极低的压降，称为饱和压降，既然有一个压降，那么也就是；普通晶体三极管在饱和导通后等效是一个阻值极小的电阻，但是这个等效的电阻是一个非线性的电阻（电阻上的电压和流过的电流不能符合欧姆定律），而MOS管作为开关管应用，在饱和导通后也存在一个阻值极小的电阻，但是这个电阻等效一个线性电阻，其电阻的阻值和两端的电压降和流过的电流符合欧姆定律的关系，电流大压降就大，电流小压降就小，导通后既然等效是一个线性元件，线性元件就可以并联应用，当这样两个电阻并联在一起，就有一个自动电流平衡的作用，所以MOS管在一个管子功率不够的时候，可以多管并联应用，且不必另外增加平衡措施（非线性器件是不能直接并联应用的）。

八、19个常用的5V转3.3V技巧

01 使用LDO稳压器

    标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V，就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 （Low Dropout， LDO）稳压器，是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图，标注了相应的电流。

    从图中可以看出， LDO 由四个主要部分组成：

• 导通晶体管
• 带隙参考源
• 运算放大器
• 反馈电阻分压器

    在选择 LDO 时，重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数，将会得到最优的设计。

    LDO的静态电流IQ是器件空载工作时器件的接地电流 IGND。IGND 是 LDO 用来进行稳压的电流。当IOUT>>IQ 时， LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而，轻载时，必须将 IQ 计入效率计算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对于 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路和负载的突然变化有更快的响应。

02 采用齐纳二极管的低成本方案

    这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。

    可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器，如图 2-1 所示。在很多应用中，该电路可以替代 LDO 稳压器并具成本效益。但是，这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。另外，它的能效较低，因为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro MCU的电流，从而使VDD 保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时，二极管的反向电压也将发生改变，所以需要仔细考虑 R1 的值。

    R1 的选择依据是：在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时，在最小负载时——通常是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率，也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。

03 采用3个整流二极管的更低成本方案

    图 3-1 详细说明了一个采用 3 个整流二极管的更低成本稳压器方案。

    我们也可以把几个常规开关二极管串联起来，用其正向压降来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。

    所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——通常是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路，可以提高R1 的阻值，甚至也可能完全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是：在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。

04 使用开关稳压器

    如图 4-1 所示，降压开关稳压器是一种基于电感的转换器，用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制 MOSFET Q1 的导通（ON）时间来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态，要么处于高阻状态（分别为 ON 和OFF），因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。

    当 Q1 在这两种状态期间时，通过平衡电感的电压- 时间，可以建立输入和输出电压之间的关系。

    对于 MOSFET Q1，有下式：

    在选择电感的值时，使电感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值，是个很好的初始选择。

    在选择输出电容值时，好的初值是：使 LC 滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载，电压过冲能处于可接受范围之内。

    在选择二极管 D1 时，应选择额定电流足够大的元件，使之能够承受脉冲周期 （IL）放电期间的电感电流。

    在连接两个工作电压不同的器件时，必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后，可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时，请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。

05 3.3V→5V直接连接

    将 3.3V 输出连接到 5V 输入最简单的方法是直接连接，但直接连接需要满足以下 2 点要求：

• 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH
• 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL

    能够使用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。

• 3.3V LVCMOS 的 VOH （3.0V）大于5V TTL 的VIH （2.0V）
• 3.3V LVCMOS 的 VOL （0.5V）小于 5V TTL 的VIL （0.8V）

    如果这两个要求得不到满足，连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。

06 使用MOSFET转换器

    如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高，则驱动任何这样的 5V 输入就需要额外的电路。图 6-1 所示为低成本的双元件解决方案。

    在选择 R1 的阻值时，需要考虑两个参数，即：输入的开关速度和 R1 上的电流消耗。当把输入从 0切换到 1 时，需要计入因 R1 形成的 RC 时间常数而导致的输入上升时间、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算：

    由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的，提高输入开关速度的惟一途径是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间，却是以增大5V 输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常，切换到 0 要比切换到 1 的速度快得多，因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外，在选择 N 沟道 FET 时，所选 FET 的VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。

07 使用二极管补偿

    表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。

    从上表看出， 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此，即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿，留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。

    输出电压规范确定后，就已经假定：高输出驱动的是输出和地之间的负载，而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话，那么输出电压实际上要高得多，因为拉高输出的机制是负载电阻，而不是输出三极管。

    如果我们设计一个二极管补偿电路 （见图 7-1），二极管 D1 的正向电压 （典型值 0.7V）将会使输出低电压上升，在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安全地处于 5V CMOS 输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管 D2 确定。这使得输出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V，也就是 4.0 到 4.1V，很安全地在 5V CMOS 输入阈值 （3.5V）之上。

    注：为了使电路工作正常，上拉电阻必须显著小于 5V CMOS 输入的输入电阻，从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压下降。上拉电阻还必须足够大，从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范之内。

08 使用电压比较器

    比较器的基本工作如下：

• 反相 （-）输入电压大于同相 （+）输入电压时，比较器输出切换到 Vss。
• 同相 （+）输入端电压大于反相 （-）输入电压时，比较器输出为高电平。

    为了保持 3.3V 输出的极性， 3.3V 输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由 R1 和 R2 确定的参考电压处，如图 8-1 所示。

    R1 和 R2 之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V 输出，反相电压应该置于VOL 与VOH之间的中点电压。对于 LVCMOS 输出，中点电压为：

    如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下：

    若 R2 取值为 1K，则 R1 为 1.8K。

    经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器，以将 3.3V 输入信号转换为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特性，即：根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的压差幅值，比较器迫使输出为高（VDD）或低 （Vss）电平。

    注：要使运算放大器在 5V 供电下正常工作，输出必须具有轨到轨驱动能力。

09 直接连接

    通常 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏， VOL 为 0.4 伏；而通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD， VIL为 0.2 x VDD。

    当 5V 输出驱动为低时，不会有问题，因为 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当 5V 输出为高时， 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH，所以，我们可以直接把两个引脚相连，不会有冲突，前提是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。

    如果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压，则将出现问题，因为超出了输入的最大电压规范。

10 使用二极管钳位

    很多厂商都使用钳位二极管来保护器件的 I/O 引脚，防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过一个二极管压降，也不会高于 VDD 超过一个二极管压降。要使用钳位二极管来保护输入，仍然要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流应该始终比较小 （在微安数量级上）。

    如果流经钳位二极管的电流过大，就存在部件闭锁的危险。由于5V 输出的源电阻通常在 10Ω 左右，因此仍需串联一个电阻，限制流经钳位二极管的电流，如图 10-1所示。使用串联电阻的后果是降低了输入开关的速度，因为引脚 （CL）上构成了 RC 时间常数。

    如果没有钳位二极管，可以在电流中添加一个外部二极管，如图 10-2 所示。

11 5V→3.3V有源钳位

    使用二极管钳位有一个问题，即它将向 3.3V 电源注入电流。在具有高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中，这种电流注入可能会使 3.3V 电源电压超过 3.3V。

    为了避免这个问题，可以用一个三极管来替代，三极管使过量的输出驱动电流流向地，而不是 3.3V 电源。设计的电路如图 11-1 所示。

    Q1的基极-发射极结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相同。区别在于，发射极电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨，绝大部分电流都流向集电极，再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比，由晶体管的电流增益决定，通常为10-400，取决于所使用的晶体管。

12 电阻分压器

    可以使用简单的电阻分压器将 5V 器件的输出降低到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口的等效电路如图 12-1 所示。

    通常，源电阻 RS 非常小 （小于 10Ω），如果选择的 R1 远大于RS 的话，那么可以忽略 RS 对 R1 的影响。在接收端，负载电阻 RL 非常大 （大于500 kΩ），如果选择的R2远小于RL的话，那么可以忽略 RL 对 R2 的影响。

    在功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小，串联电阻 R1 和 R2 应尽可能大。但是，负载电容 （由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输入电容 CL 合成）可能会对输入信号的上升和下降时间产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大，上升和下降时间可能会过长而无法接受。

    如果忽略 RS 和 RL 的影响，则确定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 给出。

    公式 12-2 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析，使用戴维宁等效计算来确定外加电压 VA 和串联电阻R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短路电流。根据公式 12-2 所施加的限制，对于图 12-1 所示电路，确定的戴维宁等效电阻 R 应为 0.66*R1，戴维宁等效电压 VA 应为0.66*VS。

    例如，假设有下列条件存在：

• 杂散电容 = 30 pF
• 负载电容 = 5 pF
• 从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs
• 外加源电压 Vs = 5V

    确定最大电阻的计算如公式 12-3 所示。

13 电平转换器

    尽管电平转换可以分立地进行，但通常使用集成解决方案较受欢迎。电平转换器的使用范围比较广泛：有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速度，供用户选择最佳的解决方案。

    器件之间的板级通讯 （例如， MCU 至外设）通过 SPI 或 I2C™ 来进行，这是最常见的。对于SPI，使用单向电平转换器比较合适；对于 I2C，就需要使用双向解决方案。下面的图 13-1 显示了这两种解决方案。

    3.3V 至 5V 接口的最后一项挑战是如何转换模拟信号，使之跨越电源障碍。低电平信号可能不需要外部电路，但在 3.3V 与 5V 之间传送信号的系统则会受到电源变化的影响。例如，在 3.3V 系统中，ADC转换1V峰值的模拟信号，其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高，这是因为在 3.3V ADC 中，ADC 量程中更多的部分用于转换。但另一方面，3.3V 系统中相对较高的信号幅值，与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。

    因此，为了补偿上述差异，可能需要某种接口电路。本节将讨论接口电路，以帮助缓和信号在不同电源之间转换的问题。

14 模拟增益模块

    从 3.3V 电源连接至 5V 时，需要提升模拟电压。33 kΩ 和 17kΩ 电阻设定了运放的增益，从而在两端均使用满量程。11 kΩ 电阻限制了流回 3.3V 电路的电流。

15 模拟补偿模块

    该模块用于补偿 3.3V 转换到 5V 的模拟电压。下面是将 3.3V 电源供电的模拟电压转换为由 5V电源供电。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电阻以及+5V 电源，等效于串联了 25 kΩ 电阻的 0.85V 电压源。

    这个等效的 25 kΩ 电阻、三个 25 kΩ 电阻以及运放构成了增益为 1 V/V 的差动放大器。0.85V等效电压源将出现在输入端的任何信号向上平移相同的幅度；以 3.3V/2 = 1.65V 为中心的信号将同时以 5.0V/2 = 2.50V 为中心。左上方的电阻限制了来自 5V 电路的电流。

16 有源模拟衰减器

    此技巧使用运算放大器衰减从 5V 至 3.3V 系统的信号幅值。

    要将 5V 模拟信号转换为 3.3V 模拟信号，最简单的方法是使用 R1:R2 比值为 1.7:3.3 的电阻分压器。

    然而，这种方法存在一些问题：

• 1）衰减器可能会接至容性负载，构成不期望得到的低通滤波器。
• 2）衰减器电路可能需要从高阻抗源驱动低阻抗负载。

    无论是哪种情形，都需要运算放大器用以缓冲信号。所需的运放电路是单位增益跟随器 （见图 16-1）。

    电路输出电压与加在输入的电压相同。

    为了把 5V 信号转换为较低的 3V 信号，我们只要加上电阻衰减器即可。

    如果电阻分压器位于单位增益跟随器之前，那么将为 3.3V 电路提供最低的阻抗。此外，运放可以从3.3V 供电，这将节省一些功耗。如果选择的 X 非常大的话， 5V 侧的功耗可以最大限度地减小。

    如果衰减器位于单位增益跟随器之后，那么对 5V源而言就有最高的阻抗。运放必须从 5V 供电，3V 侧的阻抗将取决于 R1||R2 的值。

17 模拟限幅器

    在将 5V 信号传送给 3.3V 系统时，有时可以将衰减用作增益。如果期望的信号小于 5V，那么把信号直接送入 3.3V ADC 将产生较大的转换值。当信号接近 5V 时就会出现危险。所以，需要控制电压越限的方法，同时不影响正常范围中的电压。

    这里将讨论三种实现方法：

• 使用二极管，钳位过电压至 3.3V 供电系统。
  
  
• 使用齐纳二极管，把电压钳位至任何期望的电压限。
  
  
• 使用带二极管的运算放大器，进行精确钳位。
  
  

    进行过电压钳位的最简单的方法，与将 5V 数字信号连接至 3.3V 数字信号的简单方法完全相同。使用电阻和二极管，使过量电流流入 3.3V 电源。选用的电阻值必须能够保护二极管和 3.3V 电源，同时还不会对模拟性能造成负面影响。如果 3.3V 电源的阻抗太低，那么这种类型的钳位可能致使3.3V 电源电压上升。即使 3.3V 电源有很好的低阻抗，当二极管导通时，以及在频率足够高的情况下，当二极管没有导通时 （由于有跨越二极管的寄生电容），此类钳位都将使输入信号向 3.3V 电源施加噪声。

    为了防止输入信号对电源造成影响，或者为了使输入应对较大的瞬态电流时更为从容，对前述方法稍加变化，改用齐纳二极管。齐纳二极管的速度通常要比第一个电路中所使用的快速信号二极管慢。不过，齐纳钳位一般来说更为结实，钳位时不依赖于电源的特性参数。钳位的大小取决于流经二极管的电流。这由 R1 的值决定。如果 VIN 源的输出阻抗足够大的话，也可不需要 R1。

    如果需要不依赖于电源的更为精确的过电压钳位，可以使用运放来得到精密二极管。电路如图 17-3所示。运放补偿了二极管的正向压降，使得电压正好被钳位在运放的同相输入端电源电压上。如果运放是轨到轨的话，可以用 3.3V 供电。

    由于钳位是通过运放来进行的，不会影响到电源。

    运放不能改善低电压电路中出现的阻抗，阻抗仍为R1 加上源电路阻抗。

18 驱动双极型晶体管

    在驱动双极型晶体管时，基极 “驱动”电流和正向电流增益 （Β/hFE）将决定晶体管将吸纳多少电流。如果晶体管被单片机 I/O 端口驱动，使用端口电压和端口电流上限 （典型值 20 mA）来计算基极驱动电流。如果使用的是 3.3V 技术，应改用阻值较小的基极电流限流电阻，以确保有足够的基极驱动电流使晶体管饱和。

    RBASE的值取决于单片机电源电压。公式18-1 说明了如何计算 RBASE。

    如果将双极型晶体管用作开关，开启或关闭由单片机 I/O 端口引脚控制的负载，应使用最小的 hFE规范和裕度，以确保器件完全饱和。

▶ 3V 技术示例：

▶ 5V技术示例：

    对于这两个示例，提高基极电流留出裕度是不错的做法。将 1mA 的基极电流驱动至 2 mA 能确保饱和，但代价是提高了输入功耗。

19 驱动N沟道MOSFET晶体管

    在选择与 3.3V 单片机配合使用的外部 N 沟道MOSFET 时，一定要小心。MOSFET 栅极阈值电压表明了器件完全饱和的能力。

    对于 3.3V 应用，所选 MOSFET 的额定导通电阻应针对 3V 或更小的栅极驱动电压。例如，对于具有 3.3V 驱动的100 mA负载，额定漏极电流为250 μA的FET在栅极 - 源极施加 1V 电压时，不一定能提供满意的结果。在从 5V 转换到 3V 技术时，应仔细检查栅极- 源极阈值和导通电阻特性参数，如图 19-1所示。稍微减少栅极驱动电压，可以显著减小漏电流。

    对于 MOSFET，低阈值器件较为常见，其漏－源电压额定值低于 30V。漏－源额定电压大于 30V的 MOSFET，通常具有更高的阈值电压 （VT）。

    如表 19-1 所示，此 30V N 沟道 MOSFET 开关的阈值电压是 0.6V。栅极施加 2.8V 的电压时，此MOSFET 的额定电阻是 35 mΩ，因此，它非常适用于 3.3V 应用。

    对于 IRF7201 数据手册中的规范，栅极阈值电压最小值规定为 1.0V。这并不意味着器件可以用来在1.0V 栅 - 源电压时开关电流，因为对于低于 4.5V 的VGS （th），没有说明规范。对于需要低开关电阻的 3.3V 驱动的应用，不建议使用 IRF7201，但它可以用于 5V 驱动应用。