整流电路详解
1 基本整流电路
1.1 基本整流电路
整流就是将交流电转换为直流电的过程，完成整流过程的电路称为整流电路。
整流电路的类型很多。
根据采用器件的可控性，可以将整流电路分为不可控整流电路、半可控整流电路和全可控整流电路：
（1）不可控整流电路：电路中的整流器件为不可控的整流二极管，其通断完全由输入电压的极性决定，无法进行控制。因此输入电压与输出电压的比值固定，输入电压一定时直流侧输出电压无法根据需要进行调节。
（2）半可控整流电路：电路中的整流器件为半可控器件晶闸管，通过控制晶闸管门极触发脉冲的相位从而控制输出电压的高低，因此也称为相控整流。
（3）全可控整流电路：电路中的整流器件采用全可控整流器件，例如功率MOSFET、IGBT等。通常，该种电路采用脉宽调制（PWM），通过调节PWM波的占空比来控制开关器件的通、断时间，实现对输出电压的调节，同时可以实现对整流电路交流侧电压电流相位的控制进而调节其功率因数。
根据输出波形与输入波形的关系，可以将整流电路分为半波整流和全波整流。
在本节中首先将分别对半波整流和全波整流进行详细的分析介绍，并在基础上展开对桥式整流滤波电路的分析讲解。
1.2 半波整流电路
半波整流电路是一种最简单的整流电路。因在整流过程中正弦波的交流电压被“削掉”一半而得名。电路示意图如图1所示。
从图1可知，半波整流电路由变压器 、整流二极管 和负载电阻 组成。变压器 把交流电压降低为所需要的交流电压 ， 为负载两端电压。半波整流电路的具体整流过程如图2所示。
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图1半波整流电路 
图2半波整流电路的波形变换如图2所示， U 2 U_{\mathrm{2}} U2 是方向和大小随时间变化的正弦波电压；在0~π的时间内， U 2 U_{\mathrm{2}} U2 为正，变压器次级上端为正下端为负，则二极管 D 1 D_{\mathrm{1}} D1 在正向电压作用下导通， R L R_{\mathrm{L}} RL 上的电压 U L = U 2 U_{\mathrm{L}}=U_{\mathrm{2}} UL=U2 ；在 π~2π的时间内， U 2 U_{\mathrm{2}} U2 为负，变压器次级上端为负，下端为正，则二极管 D 1 D_{\mathrm{1}} D1 在反向电压的作用下截止， R L R_{\mathrm{L}} RL上无电压……周而复始，交流电 U 2 U_{\mathrm{2}} U2 的负半周就被"削掉"了，在 R L R_{\mathrm{L}} RL 上获得了一个单向直流电压，达到了将交流电转换为直流电的目的。因负载电压 R L R_{\mathrm{L}} RL 的大小仍随时间不断变化，通常将它称为脉动直流电压。半波整流以牺牲一半功率为代价来换取整流效果，电能利用率很低。因此常用在高电压、小电流的场合，而在一般无线电等装置中很少采用。
1.3 半波整流电路
全波整流电路是在半波整流电路的基础上，稍加调整得到的一种能充分利用电能的整流电路。电路示意图如图3所示。
图3中，全波整流电路可以看作是由两个半波整流电路组合而成的。变压器次级线圈中间引出一个抽头，把次级线圈分成两个上下对称的绕组，从而得到两个大小相等但极性相反的电压 U 2 a U_{\mathrm{2a}} U2a 、 U 2 b U_{\mathrm{2b}} U2b ，构成 U 2 a U_{\mathrm{2a}} U2a、 D 1 D_{\mathrm{1}} D1、 R L R_{\mathrm{L}} RL 与 U 2 b U_{\mathrm{2b}} U2b、 D 2 D_{\mathrm{2}} D2、 R L R_{\mathrm{L}} RL 两个半波整流回路。全波整流电路的具体工作原理及其波形变换过程如图4和图5所示。
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图3半波整流电路 
图4半波整流电路的波形变换如图4（a）所示，在0~π 间内， U 2 a U_{\mathrm{2a}} U2a对 D 1 D_{\mathrm{1}} D1为正向电压， U 2 b U_{\mathrm{2b}} U2b对 D 2 D_{\mathrm{2}} D2为反向电压，则 D 1 D_{\mathrm{1}} D1 正向导通， D 2 D_{\mathrm{2}} D2反向截止，在 R L R_{\mathrm{L}} RL上得到上正下负的半波电压；如图4（b）在时间π~2π 内， U 2 a U_{\mathrm{2a}} U2a对 D 1 D_{\mathrm{1}} D1为反向电压， U 2 b U_{\mathrm{2b}} U2b对 D 2 D_{\mathrm{2}} D2为正向电压，则 D 1 D_{\mathrm{1}} D1 反向截止， D 2 D_{\mathrm{2}} D2 正向导通，在 R L R_{\mathrm{L}} RL 上得到的仍然是上正下负的半波电压。如此反复，由于两个整流元件 D 1 D_{\mathrm{1}} D1、 D 2 D_{\mathrm{2}} D2 轮流导电，在正半周、负半周两个作用期间，负载电阻 R L R_{\mathrm{L}} RL上都有同一方向的电流通过，如图5（d）所示，因此称为全波整流。
全波整流巧妙地利用两个整流二极管交替导通，相对于半波整流电路电能利用率提高了一倍，从而大大地提高了整流效率。但如图3所示，全波整滤电路需要变压器次级线圈具有一个使上下两端完全对称的中心抽头，增加了变压器制作工艺上复杂度。另外，相比半波整流电路每只整流二极管承受的最大反向电压增加一倍，因此需要耐高压的二极管。
1.4 桥式整流滤波电路
桥式整流电路是在实际电路中使用最多的一种整流电路。电路示意如图6所示。
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图6 桥式整流电路
图9 桥式整流滤波电路
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图7 正半周桥式整流电路工作状态桥式整流电路因利用四个整流二极管连接成"桥"式结构而得名。桥式整流电路具有全波整流电路的优点，同时在一定程度上克服了它的缺点。桥式整流电路的工作原理如图7和图8所示。
在图7中， U 2 U_{\mathrm{2}} U2为正半周0~π时，对 D 1 D_{\mathrm{1}} D1、 D 3 D_{\mathrm{3}} D3 为正向电压，对 D 2 D_{\mathrm{2}} D2 、 D 4 D_{\mathrm{4}} D4 为反向电压，则 D 1 D_{\mathrm{1}} D1、 D 3 D_{\mathrm{3}} D3 正向导通， D 2 D_{\mathrm{2}} D2 、 D 4 D_{\mathrm{4}} D4 反向截止，此时 U 2 U_{\mathrm{2}} U2 、 D 1 D_{\mathrm{1}} D1 、 R L R_{\mathrm{L}} RL 、 D 3 D_{\mathrm{3}} D3 在电路中构成通电回路，在 R L R_{\mathrm{L}} RL上形成上正下负的半波正弦电压；在图8中， U 2 U_{\mathrm{2}} U2 为负半周π~2π时，对 D 1 D_{\mathrm{1}} D1、 D 3 D_{\mathrm{3}} D3 为反向电压，对 D 2 D_{\mathrm{2}} D2 、 D 4 D_{\mathrm{4}} D4 为正向电压，则 D 1 D_{\mathrm{1}} D1 、 D 3 D_{\mathrm{3}} D3 反向截止， D 2 D_{\mathrm{2}} D2 、 D 4 D_{\mathrm{4}} D4正向导通，此时 U 2 U_{\mathrm{2}} U2 、 D 2 D_{\mathrm{2}} D2 、 R L R_{\mathrm{L}} RL 、 D 4 D_{\mathrm{4}} D4 在电路中构成通电回路，同样在 R L R_{\mathrm{L}} RL上形成上正下负的半波正弦电压。周而复始，在 R L R_{\mathrm{L}} RL 上便得到全波整流电压。其波形变换图和全波整流波形变换图完全一样。同时从图7和8中还不难看出，桥式整流电路中每只整流二极管所承受的反向电压为变压器次级电压的最大值，相比全波整流电路减小一半！
以上讲述的整流电路输出电流均为脉动电流，但在大多数应用中要求整流电路输出为尽可能平滑的直流电，即脉动系数尽可能小。因此通常需要在整流电路之后接一个大容量电容进行滤波，具体电路如图9所示。
图9中，假设电容上已充有一定电压 U C U_{\mathrm{C}} UC，当 U 2 U_{\mathrm{2}} U2 为正半周时，仅在 U 2 U_{\mathrm{2}} U2> U C U_{\mathrm{C}} UC 时二极管 D 1 D_{\mathrm{1}} D1 和 D 3 D_{\mathrm{3}} D3 才导通；同样在 U 2 U_{\mathrm{2}} U2负半周时，仅当 ∣ U 2 ∣ |U_{\mathrm{2}}| ∣U2∣> U C U_{\mathrm{C}} UC 时，二极管 D 2 D_{\mathrm{2}} D2 和 D 4 D_{\mathrm{4}} D4才导通。由于电容C的存在，将输入脉动电流滤为平滑的直流电， U 2 U_{\mathrm{2}} U2 U L U_{\mathrm{L}} UL、 i L i_{\mathrm{L}} iL 和 的波形图如图10所示。
图10中， t 1 t_{\mathrm{1}} t1~ t 2 t_{\mathrm{2}} t2为整流二极管 D 1 D_{\mathrm{1}} D1和 D 3 D_{\mathrm{3}} D3的导通时间， t 3 t_{\mathrm{3}} t3~ t 4 t_{\mathrm{4}} t4为整流二极管 D 2 D_{\mathrm{2}} D2 和 D 4 D_{\mathrm{4}} D4的导通时间。若忽略变压器内阻和整流二极管的正向压降，则在二极管导通期间， U 2 U_{\mathrm{2}} U2向C充电， U C ≈ U 2 U_{\mathrm{C}}\approx U_{\mathrm{2}} UC≈U2，且充电时间常数很小。
当 ∣ U 2 ∣ |U_{\mathrm{2}}| ∣U2∣< U C U_{\mathrm{C}} UC时，由于4只整流二极管均受反向电压而处于截至状态，所以电容 C C C将向负载 R L R_{\mathrm{L}} RL放电，如图中 t 2 t_{\mathrm{2}} t2~ t 4 t_{\mathrm{4}} t4 、 t 4 t_{\mathrm{4}} t4~ t 5 t_{\mathrm{5}} t5 期间内 U L U_{\mathrm{L}} UL（ U C U_{\mathrm{C}} UC）按指数规律下降。由于放电常数τ= R L R_{\mathrm{L}} RL C C C通常远大于充电时间常数，所以电容两端电压（也即负载 R L R_{\mathrm{L}} RL上电压）的脉动情况比接入电容前明显改善。
显然 R L R_{\mathrm{L}} RL C C C越大， U L U_{\mathrm{L}} UL（ U C U_{\mathrm{C}} UC）波形的脉动就越小。在极端情况下，当 R L R_{\mathrm{L}} RL C C C 趋于无穷大（如 R L R_{\mathrm{L}} RL开路）时， U L = 2 U 2 = 1.4 U 2 U_{\mathrm{L}}=\sqrt{2} U_{2}=1.4 U_{2} UL=2 U2=1.4U2；而未接电容 C C C时， U L = 0.9 U 2 U_{\mathrm{L}}=0.9U_{2} UL=0.9U2 。
为了得到比较好的滤波效果，同时可以输出较高的直流电压，在实际应用中通常根据下式来选择滤波电容的容量： R L C ⩾ ( 3 ∼ 5 ) T 2 R_{\mathrm{L}} C \geqslant(3 \sim 5) \frac{T}{2} RLC⩾(3∼5)2T。
其中，T为电网交流电压的周期。
通常情况下电容值比较大，约几十至几千微法，一般选用电解电容器。同时应注意电容器的耐压值应该大于 2 U 2 \sqrt{2} U_{2} 2 U2 ，且不要接反。
当滤波电容的容值满足式 R L C ⩾ ( 3 ∼ 5 ) T 2 R_{\mathrm{L}} C \geqslant(3 \sim 5) \frac{T}{2} RLC⩾(3∼5)2T时，可以认为整流滤波电路的输出直流电压： U L ≈ 1.2 U 2 U_{\mathrm{L}} \approx 1.2 U_{2} UL≈1.2U2
此时桥式整流电路的输出电压的脉动系数 S S S约为10%～20%左右。
但是从图10（c）中 i L i _{\mathrm{L}} iL的波形图可见，接入电容后，整流二极管的导通时间缩短了，且电容放电时间常数越大，则导通时间越短。即加入滤波电容之后，平均输出电压得到提高，而整流二极管导通时间却相对缩短，因此致使整流二极管在短暂的导电时间流过很大的冲击电流，影响整流二极管的寿命。
2 高功率因数整流技术
功率因数是对电能进行安全有效利用的衡量标准之一，功率因数值越低，代表电力电子设备的电能利用率越低，即电力公司除了有效功率外，还要提供与工作非相关的虚功，这导致需要更大的发电机、转换机、输送工具、缆线及额外的配送系统等事实上可被省略的设施，以弥补损耗的不足。同时波形畸变带来的大量谐波会污染电网，进而影响电网上其他用电设备的工作。因此高功率因数整流技术就显得很有必要。
在讲述高功率因数整流技术之前，需要首先了解一下引起功率因数下降的原因以及为什么需要高功率因数整流。
功率因数： P F = γ cos φ PF=\gamma \cos \varphi PF=γcosφ
其中， γ \gamma γ位基波因数，由谐波因数THD的第一种定义可得：
γ = 1 1 + T H D 2 \gamma=\frac{1}{\sqrt{1+\mathrm{THD}^{2}}} γ=1+THD2 1
则功率因数PF：
P F = 1 1 + T H D 2 c o s φ PF=\frac{1}{\sqrt{1+\mathrm{THD}^{2}}}cos\varphi PF=1+THD2 1cosφ
由上式可知，影响功率因数PF下降的原因有两个：
1．电容或电感引起电压和电流的相位偏移； 2．因有源器件引起的波形失真。
在的桥式整流滤波电路中，从图10中可以看出，交流输入电压仍大体保持正弦波波形，但交流输入电流却呈高幅值的尖峰脉冲。这种严重失真的电流波形中含有大量的谐波成份，引起整流电路功率因数严重下降。
高功率因数整流技术就是在传统整流技术的基础上运用功率因数校正（Power Factor Corrector，PFC）技术来提高整流电路的功率因数。功率因数校正分为无源功率因数校正和有源功率因数校正。但面对上述主要因电流波形畸变而影响功率因数严重下降的桥式整流滤波电路，无源功率因数校正往往无能为力，此时必须利用有源功率因数校正。
有源功率因数校正（Active Power Factor Corrector，APFC）在工作过程中迫使交流输入侧电流追踪电压波形瞬时变化轨迹，保证电流和电压保持同相位且呈正弦波，使其呈纯阻性状态，从而有效地解决了电压电流不同相问题及谐波问题，提高了系统的功率因数。
2.1 APFC的控制方式
APFC的工作原理就是要保证在交流输入侧的电流波形呈正弦波且与电压正弦波同相，因此所有的控制方式都是围绕这个目的展开。
在APFC的控制方式中，根据是否直接选取输入电流的瞬时值作为反馈量，可以分为间接电流控制和直接电流控制。直接电流控制又可分为峰值电流控制、平均电流控制、滞环电流控制、双闭环控制等。
间接电流控制不需要瞬时输入电流作为反馈，即无需电流传感器及电流采样电路，使其电路及控制结构相对简单。但是其最大的缺点就是电流动态响应缓慢，甚至交流侧电流中含有直流分量，且对系统参数波动较敏感。同时对系统状态无法掌控也极大的增加了系统调试过程中的难度，因此极大地限制了其应用。相对于间接电流控制，直接电流控制把输入电流作为反馈量和被控量，形成电流闭环控制，从而使系统具有动态响应快、限流容易、电流控制进度高等优点，同时也使网侧电流控制对系统参数不敏感，从而增强了控制系统的鲁棒性。因此直接电流控制技术有着非常广阔的应用前景和使用价值。下面介绍几种常用的直接电流控制方式：
1．峰值电流控制
峰值电流控制的控制原理如图11所示。
图11中， i s i_{\mathrm{s}} is是交流侧输入电流实时采样信号， i S r e f i_{\mathrm{Sref}} iSref是根据交流侧电压实时采样生成的基准电流信号。在恒定时钟周期的控制下，以基准电流作为输入电流的上限，当输入电流 i s i_{\mathrm{s}} is上升到基准电流 i S r e f i_{\mathrm{Sref}} iSref时，产生低电平立即控制开关管断开使输入电流转而下降。峰值电流控制方式的输入电流波形如图12所示。
峰值电流控制的优点是：控制环易于设计、实现，且暂态闭环响应快。但其缺点也比较突出：电流峰值对噪声敏感，抗噪声性能差；占空比不受控制，过大过小都会影响系统稳定性。
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图11 峰值电流控制原理图
图12 峰值电流控制下的输入电流波形2．滞环电流控制
滞环电流控制的控制原理如图13所示。
图13中， i s i_{\mathrm{s}} is是交流侧输入电流实时采样信号， i S r e f i_{\mathrm{Sref}} iSref 是根据交流侧电压实时采样生成的基准电流信号。通过将实际采样电流 i s i_{\mathrm{s}} is与基准电流信号 i S r e f i_{\mathrm{Sref}} iSref作比较，其差值作为滞环比较器的输入控制产生PMW波，来控制开关管通断。相当于在基准电流上下分别设定阈值。交流侧输入电流上升到上限阈值时，输出低电平控制开关管关断，输入电流下降；交流侧输入电流下降到下限阈值时，输出高电平控制开关管导通，输入电流上升。如此周而复始，实际输入电流围绕在基准电流上下跳动，形成如图14所示的锯齿波。
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图13 滞环电流控制原理图
图14 峰值电流控制下的输入电流波形从图14中可以看出，实际输入电流是围绕在基准电流，在上、下两条正弦曲线之间上下跳动的锯齿波，电流滞环宽度决定了输入电流上下跳动的范围，即决定了纹波电流的大小。因此在系统调试过程中选择合适滞环宽度至关重要。
相比峰值电流控制，滞环电流控制增加了滞环比较环节，它将电流控制与PWM调制结合在一起，结构简单，实时控制，且具有很强的鲁棒性和快速动态响应能力。缺点是没有使用载波，开关频率不固定，因此电感设计比较困难，且输出电压中含有不定频率的谐波，输出电流中高次谐波较多。
3．双闭环控制
双闭环，即电压外环和电流内环。电压外环的作用主要是控制整流器直流侧电压，来稳定输出电压；而电流内环的作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制，可实现电网侧正弦波电流输入控制。因此采用双闭环控制在完成功率因数调整的同时还可以稳定直流侧输出电压，从而保证输出功率稳定。具体的控制原理图如图15所示。
图15中， U L r e f U_{\mathrm{Lref}} ULref为设定的直流侧输出电压， U L U_{\mathrm{L}} UL为实际输出电压， s i n w t sinwt sinwt为根据交流侧输入电压的采样得到的同步信号。将 U L r e f U_{\mathrm{Lref}} ULref 和 U L U_{\mathrm{L}} UL的差值，经低通滤波后通过 P I PI PI调节器与同步信号 s i n w t sinwt sinwt相乘，产生基准电流信号 i S r e f i_{\mathrm{Sref}} iSref，同时对输入侧交流电流实时采样得到 i S i_{\mathrm{S}} iS， i S i_{\mathrm{S}} iS 与 i S r e f i_{\mathrm{Sref}} iSref 相减，得到电流偏差信号 ，经 P I PI PI调节器、（滞环控制）之后得到调制信号 △ i △i △i，该调制信号对三角波载波进行调制得到 S P W M SPWM SPWM波控制信号，去控制开关管的通断。
双闭环控制采用固定频率的三角波作为载波，得到的 S P W M SPWM SPWM波开关频率恒定，降低了电感设计难度及输出谐波。同时利用电压外环调节输出电压，稳定了输出功率。
2.2 Boost拓扑有源功率因数校正
B o o s t Boost Boost拓扑有源功率因数校正电路是一种最常用的APFC电路结构。Boost拓扑有源功率因数校正电路的其基本思路是二极管整流桥后用一个Boost斩波电路代替原来的大容量滤波电容，以消除因电容的充电造成的电流波形畸变及相位的变化。利用前面所述的APFC的控制方式来控制Boost斩波电路中的开关管的通断。电路原理图如图16所示。
图16中，二极管整流桥输出正弦波脉动电压，开关管在高频PWM波控制下快速通断，每一个高频开关周期内，电流呈现三角波，但这些三角波的峰值的包络呈现正弦波脉动，与电压波形相同，从而实现功率因数校正。
根据电感电流的工作状态，可将Boost拓扑有源功率因数校正电路分为如图17所示的三种不同的工作模式。
若电感 L 1 L_{\mathrm{1}} L1比较小，在一个开关周期内，当开关管 Q Q Q关断期间，由于电流的续流作用，电感电流会通过二极管 D 5 D_{\mathrm{5}} D5对电容 C 1 C_{\mathrm{1}} C1充电同时提供负载电流，在电感电流全部释放完毕后，开关管 Q Q Q尚未开通，电感存在一段无电流时间，之后开关管 Q Q Q开通，电感电流从0开始线性增加。这种工作状态下，在电感中出现无电流的状态，称之为电流断续（不连续）工作状态。电流断续工作状态下的电感电流波形如图17（a）所示。在这种状态下，Boost拓扑有源功率因数校正电路有以下特点：
1．开关管峰值电流大，增加了开关管的电流应力。
2．因电感电流有滞后现象，因而开关动作频率的上限有限制。
3．输出二极管的反向恢复要求低，对二极管的反向恢复时间要求不高。
4．开关管在开通时，二极管截止在零电流、零电压状态，开关损耗小。
5．输入输出的纹波电流大，须采用大容量的滤波电容。
若增大电感的电感量 L 1 L_{\mathrm{1}} L1，使得电感中的续流电流正好在开关管 Q Q Q重新开通时释放完毕，随着开关管 Q Q Q导通后立即线性增加。这种工作状态称之为临界工作状态。临界工作状态下的电流波形如图17（b）所示。
继续增加电感量 L 1 L_{\mathrm{1}} L1，使得电感中的电流仍未释放完毕时开关管 Q Q Q已重新开通，电感电流从非零状态随即开始线性增加，这种工作状态称之为电流连续工作状态。电流连续工作状态下的电流波形如图17（c）所示。在这种状态下，Boost拓扑有源功率因数校正电路有以下特点：
1．开关管峰值电流小，同时降低了开关管的电流应力。
2．对二极管的反向恢复时间要求很严格，必须采用超高速的二极管。
3．所有开关器件均工作在硬开关状态，开关损耗大。
4．纹波电流小。
B o o s t Boost Boost拓扑有源功率因数校正电路的交流输入电压变化范围大，在整个工频周期内经历了从零到最大峰值再到零的一个过程，因此在电感L一定的情况下， B o o s t Boost Boost拓扑有源功率因数校正电路电感电流工作模式会随着交流输入电压的过零点而从电流断续状态逐步过渡到电流临界状态再到电流连续状态。基于此，在分析 B o o s t Boost Boost拓扑有源功率因数校正电路时，要仔细分析判断其工作状态。
3 同步整流技术
随着电源技术的发展，对功耗的要求越来越高，这就要求在电源设计的过程中尽量降低损耗。而整流电路作为开关电源中的关键部分，其主要元器件为整流二极管。因为导通压降的存在，整流二极管会引起巨大损耗，尤其在大电流的工作环境下其损耗更是惊人。巨大的损耗导致电源效率降低，同时损耗产生的热能导致整流二极管发热进而使开关电源的温度上升，造成后级用电设备系统运行不稳定，影响其使用寿命，危害极大。
为了解决这些问题，就必须寻找更好的整流方式、整流器件。同步整流技术和通态电阻极低的功率MOSFET管自然而然地走上开关电源技术发展的历史舞台！
3.1 同步整流的概述
同步整流技术采用通态损耗极低的功率MOSFET管代替整流二极管。功率MOSFET管属于电压控制型器件，通态电阻极低，通常只有几毫欧到十几毫欧，且在导通时的伏安特性呈线性关系。因此在整流过程中，尤其时大电流工作环境中，可以有效地降低损耗。在整流过程中，要求功率MOSFET管栅极驱动电压必须与变压器次级电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。
目前同步整流的类型很多。按驱动信号的方式可分为自驱动同步整流和外驱动同步整流。在自驱动同步整流电路中，功率MOSFET的驱动信号取自电路本身，无需昂贵的外部器件，但是其驱动方式和电路拓扑关系很大，且驱动电平受输入电压、输出电压的影响比较大，导致自驱动电路的设计十分困难，同时开关机过程的控制也比较复杂。而外驱动同步整流是通过控制IC产生驱动信号来控制功率MOSFET，驱动电路设计相对简单，且控制时序精确，能更准确地控制功率MOSFET的开关状态，从而易于实现同步整流的软开关控制等控制。因此外驱动同步整流方式的设计在同步整流的设计方案中更受欢迎。
3.2 全桥式同步整流
在前面着重讲解了全桥整流滤波电路，如图18所示。
在图18中，利用4个整流二极管构成“桥式”电路结构，利用其交替导通来实现整流。如前所述由于整流二极管导通压降的存在，会引起巨大的损耗。若将其中的4个整流二极管全部由通态损耗低的功率MOSFET管代替，即可构成常见的全桥式同步整流电路。具体电路如图19所示。
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图18 全桥式整流滤波电路
图19 全桥式同步整流电路输入电流波形与二极管桥式整流电路一样，全桥式同步整流电路中的四个功率MOSFET管被分为两组 Q 1 Q_{\mathrm{1}} Q1、 Q 3 Q_{\mathrm{3}} Q3 和 Q 2 Q_{\mathrm{2}} Q2 、 Q 4 Q_{\mathrm{4}} Q4 ，由两组PWM波 H O H_{\mathrm{O}} HO, L O L_{\mathrm{O}} LO控制交替导通。 H O H_{\mathrm{O}} HO, L O L_{\mathrm{O}} LO是频率与输入交流电频率相同、占空比为50%的两组PWM信号，可由专用控制IC或微处理器产生。在正半周， H O H_{\mathrm{O}} HO为高电平，驱动 Q 1 Q_{\mathrm{1}} Q1、 Q 3 Q_{\mathrm{3}} Q3 导通， L O L_{\mathrm{O}} LO为低电平， Q 2 Q_{\mathrm{2}} Q2、 Q 4 Q_{\mathrm{4}} Q4 关断；在负半周， H O H_{\mathrm{O}} HO为低电平，驱动 Q 1 Q_{\mathrm{1}} Q1、 Q 3 Q_{\mathrm{3}} Q3 导通， L O L_{\mathrm{O}} LO为高电平， Q 2 Q_{\mathrm{2}} Q2、 Q 4 Q_{\mathrm{4}} Q4关断。同时，为避免 Q 1 Q_{\mathrm{1}} Q1、 Q 2 Q_{\mathrm{2}} Q2或 Q 3 Q_{\mathrm{3}} Q3、 Q 4 Q_{\mathrm{4}} Q4 两个功率MOSFET管同时导通造成短路而损毁电源。 H O H_{\mathrm{O}} HO, L O L_{\mathrm{O}} LO两组PWM信号要加入一定量的死区时间。
下面通过应用实例来进一步加深对于全桥式同步整流的理解。
上图图20中，采用低损耗N沟道MOSFET替代了全波桥式整流器中的全部4个二极管，以显著地降低功率耗散。同时采用凌力尔特公司的理想二极管桥控制器LT4320，作为控制器产生PWM驱动信号。LT4320可设计用于DC至60Hz电压整流，LT4320开关控制电路通过检测输入交流电压的频率自动输出两组PWM驱动信号，平稳地驱动两个适当的功率MOSFET管导通，同时将另外两个功率MOSFET管保持在关断状态以防止反向电流，实现同步整流。
下面通过实验数据直观的了解一下同步整流对功耗的改善情况。
上表中的两种方案区别在于把图20中全桥同步整流电路中的功率MOSFET管换成整流二极管，并去掉控制器LT4320。其中功率MOSFET管选用TI公司的CSD19536，二极管选用MBR10L60。
由上表测试结果可知，相比于二极管桥式整流，同步整流的效率提高了接近3个百分点，可以实现接近99%的转换效率，极大地降低了损耗。
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